無論是工業(yè)控制還是其他領(lǐng)域，任何新設(shè)計(jì)的重點(diǎn)都是如何使系統(tǒng)盡可能高效。提高系統(tǒng)效率具有多項(xiàng)好處。首先，效率提高后，整體系統(tǒng)功耗預(yù)算會(huì)減少，從而實(shí)現(xiàn)節(jié)能并降低成本；其次，不用像以前那樣依賴昂貴的熱冷卻系統(tǒng)；最后，功耗壓力減小，因此系統(tǒng)集成度可以進(jìn)一步提高。對(duì)于許多應(yīng)用，這可以通過軟件方式實(shí)現(xiàn)，如控制系統(tǒng)關(guān)鍵事件、計(jì)劃過程的運(yùn)行時(shí)間和停機(jī)時(shí)間或關(guān)斷過程內(nèi)的非關(guān)鍵組件。但對(duì)于大多數(shù)需要持續(xù)監(jiān)控過程變量的過程控制應(yīng)用，系統(tǒng)根本就不可能進(jìn)入省電模式。而其他一些應(yīng)用則又過于復(fù)雜，讓系統(tǒng)離線既昂貴又耗時(shí)。因此，對(duì)于這些應(yīng)用，要做到省電，就必須使用高效而智能的集成電路器件，實(shí)現(xiàn)僅在需要的位置和需要的時(shí)候供電。

PLC概述

圖1中是一種典型的工業(yè)控制系統(tǒng)。工業(yè)控制系統(tǒng)既可用于機(jī)械和工廠控制等行業(yè)，也可用于油壓、氣壓檢測(cè)和液體流速等過程控制應(yīng)用。根據(jù)從遠(yuǎn)程站點(diǎn)收到的信息，系統(tǒng)自動(dòng)或由操作員將監(jiān)控命令推送至遠(yuǎn)程站點(diǎn)控制器件，通常也稱為現(xiàn)場(chǎng)器件。這些現(xiàn)場(chǎng)器件控制本地操作，如打開和關(guān)閉閥門和斷路器、從傳感器系統(tǒng)收集數(shù)據(jù)以及監(jiān)控本地環(huán)境是否達(dá)到報(bào)警條件等等。此處顯示的PLC機(jī)架系統(tǒng)通常包含一個(gè)電源模塊、一個(gè)處理器模塊以及多個(gè)模擬I/O和數(shù)字I/O卡。每個(gè)模擬或數(shù)字I/O卡均與遠(yuǎn)程傳感器和執(zhí)行器通信，通信形式可能為數(shù)字或模擬電壓和電流。

圖1 典型PLC架構(gòu)在線座談精華

仔細(xì)觀察模擬I/O卡，可以看到輸入在很大范圍內(nèi)變化，從傳感器（如RTD或熱電偶）發(fā)出的小信號(hào)輸入到模擬電流或電壓輸入（例如4-20mA或±10V）不等。大多數(shù)時(shí)候，電壓輸入都具有相當(dāng)高的輸入阻抗。對(duì)于電流輸入，一般還會(huì)端接阻值相對(duì)較小的檢測(cè)電阻。因此，就系統(tǒng)總功耗而言，模擬輸入卡往往相當(dāng)高效，通?？偣膬H為1W~2W。而模擬輸出卻完全呈現(xiàn)另外一種趨勢(shì)。電流和電壓輸出均有效驅(qū)動(dòng)至未知負(fù)載內(nèi)，因此模塊設(shè)計(jì)人員需要確保輸出在故障條件下也能得到保護(hù)，如短路或接線錯(cuò)誤事件。設(shè)計(jì)人員既要保護(hù)IC，又要確保模塊功耗最低。根據(jù)卡內(nèi)的通道數(shù)量，通常功耗最高可達(dá)10W。

可插入PLC機(jī)架插槽的典型I/O卡的尺寸在過去10年中一直在縮小，目前正在量產(chǎn)的8通道模塊一般而言是一個(gè)90 mm×70 mm、高度約23.5mm的模塊。行業(yè)趨勢(shì)今后仍是尺寸進(jìn)一步縮小，而這實(shí)際上也是市場(chǎng)驅(qū)動(dòng)的需求。同時(shí)，通道密度或數(shù)量也需要增加，這樣既可以提升模塊功能，又可以增加價(jià)格競(jìng)爭(zhēng)力。顯然，對(duì)于給定尺寸的此類模塊，功耗正在成為關(guān)鍵，而使用空氣對(duì)流技術(shù)的熱冷卻系統(tǒng)不僅昂貴、占用空間，還不太節(jié)能。因而需要考慮以其他方式來解決功耗挑戰(zhàn)。

未來設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)

這些要求給設(shè)計(jì)人員帶來了哪些挑戰(zhàn)呢？首先，空間不變而通道密度增加將顯著提高模塊的環(huán)境溫度。這不同于IC自熱效應(yīng)，但后者也很重要，設(shè)計(jì)時(shí)同樣需要考慮。在某些情況下，高達(dá)100℃的系統(tǒng)環(huán)境溫度并不罕見。這本身就對(duì)最高IC結(jié)溫造成了挑戰(zhàn)。通道密度增加也意味著元件數(shù)量增加，因此顯然要求元件尺寸更小、靜態(tài)電流更低且效率更高。而溫度范圍擴(kuò)展也意味著還需要考慮溫漂帶來的誤差，因而迫切需要低ppm基準(zhǔn)電壓源和低漂移轉(zhuǎn)換器。從功耗的角度看，許多設(shè)計(jì)人員需要犧牲設(shè)計(jì)規(guī)格來滿足功耗預(yù)算。這樣雖然可行，但卻會(huì)導(dǎo)致產(chǎn)品競(jìng)爭(zhēng)力下降。

以工業(yè)過程控制應(yīng)用中的簡(jiǎn)單流量計(jì)系統(tǒng)為例。在圖2中，流量計(jì)通過一個(gè)4-20mA的過程變量等監(jiān)控流速，同時(shí)通過一個(gè)類似的4-20mA信號(hào)控制定位器，從而驅(qū)動(dòng)執(zhí)行器閥門控制器，并最終控制系統(tǒng)內(nèi)液體或氣體的流速。定位器的4-20mA信號(hào)需要使用檢測(cè)電阻端接，并最終饋送至ADC。這些檢測(cè)電阻變化范圍很大，從50?~1K?不等。由于需要支持如此廣泛范圍的負(fù)載，4-20mA系統(tǒng)的設(shè)計(jì)變得愈加復(fù)雜，尤其在如何處理正常模式（特別是故障條件）下的功耗問題。處理功耗問題有幾種方式，一個(gè)簡(jiǎn)單辦法是添加外部元件，如用于處理功率過大的升壓晶體管。雖然此方法確實(shí)有助于降低半導(dǎo)體器件的功耗，實(shí)際上卻并未降低模塊本身的功耗。

圖2 4-20mA控制閥門執(zhí)行器的定位器

可通過一個(gè)實(shí)際例子說明某些功耗系數(shù)。如上所述，這些4-20mA環(huán)路通過一個(gè)負(fù)載電阻端接，阻值可高達(dá)1K?。當(dāng)將24mA驅(qū)動(dòng)至1K?負(fù)載時(shí)，輸出電壓至少應(yīng)為24 V，以提供足夠的順從電壓。這并未包括驅(qū)動(dòng)器件的任何裕量，甚至未考慮到電源調(diào)節(jié)。假設(shè)驅(qū)動(dòng)器件具有2V裕量，則電源電壓最低約為26V。為了說明這對(duì)內(nèi)部芯片溫度的影響，我們以AD5422器件為例。AD5422是單通道16位DAC，具有適合工業(yè)控制應(yīng)用的可編程電流和電壓輸出范圍。

假設(shè)電流輸出（如0mA~24mA）驅(qū)動(dòng)至短路或空載，則所有功率都在模塊內(nèi)損耗。這種情況下，僅負(fù)載總功耗就是26V的電源電壓乘以24mA的滿量程輸出電流，約為624mW。由于IC器件會(huì)感受到所有這些功率，因此必須考慮芯片上消耗這些電能而產(chǎn)生的熱效應(yīng)。所以首要問題是如何限制器件自熱，而要改善熱保護(hù)，一個(gè)常用方法是在芯片底部添加裸露焊盤。

裸露焊盤技術(shù)

裸露焊盤可提供低熱阻路徑，從而便于PCB散熱。這一阻性路徑將帶走器件的大部分熱量，因此可以有效充當(dāng)集成電路的散熱器，如圖3所示。

圖3 裸露焊盤及散熱通孔影響

接合區(qū)本身是PCB元件側(cè)上的銅層。接合區(qū)至少應(yīng)和裸露焊盤一樣大，當(dāng)然也可以更大，具體取決于裸露焊盤至其他引腳接合區(qū)的自由空間范圍。散熱通孔將熱量從熱接合區(qū)引導(dǎo)至接地層，并通過PCB底部擴(kuò)散至環(huán)境溫度。多通孔可改善IC散熱，同時(shí)改善接地電氣連接。需要注意的一件事情是，設(shè)計(jì)中的通孔數(shù)量取決于具體應(yīng)用的功耗和電氣要求。但這里存在一個(gè)“效益遞減”點(diǎn)，如本幻燈片右側(cè)曲線圖所示，達(dá)到此點(diǎn)后，增加散熱通孔可能不會(huì)顯著改善封裝性能。以此處的LFCSP器件為例，顯然如果將通孔從4個(gè)增加至16個(gè)，則可實(shí)現(xiàn)大約4℃/W的熱阻改善。又例如，如果進(jìn)一步將通孔從16個(gè)增加至32個(gè)，實(shí)際上僅能獲得1℃/W的額外改善。

AD5422采用6×6 LFCSP封裝，底部提供裸露焊盤。這種情況下，裸露焊盤應(yīng)連接到器件的最低負(fù)基板以獲得適當(dāng)?shù)臒嵝阅芎碗姎庑阅埽纠惺茿VSS層。熱阻抗值可以在數(shù)據(jù)手冊(cè)上找到，此封裝的額定值為28℃/W。這就明確決定了芯片上每消耗1W功率時(shí)內(nèi)部芯片溫度的升高程度。此數(shù)值需要加到系統(tǒng)環(huán)境溫度中，以決定最大系統(tǒng)工作條件。

如果考慮到短路條件下的功耗約為0.6W，且此LFCSP封裝在連接裸露焊盤后的熱阻抗為28℃/W，則可計(jì)算出故障條件下芯片溫度將增加16.8℃。當(dāng)然，還需要考慮到因器件靜態(tài)電流而帶來的溫度增加，如AVSS和AVDD電源電流。通過參考數(shù)據(jù)手冊(cè)，可以計(jì)算出這些靜態(tài)電流源的總功耗約為128mW，而這些功率本身可導(dǎo)致芯片溫度升高約3.5℃。因此，采用26V電源供電時(shí)，如果將24mA驅(qū)動(dòng)至短路負(fù)載，則將此3.5℃加上短路條件下的16.8℃可以得到，芯片溫度總共會(huì)上升約20℃。#p#分頁(yè)標(biāo)題#e#

計(jì)算模塊內(nèi)的最大容許系統(tǒng)溫度變得非常容易。用器件的最大結(jié)溫（可直接從數(shù)據(jù)手冊(cè)中獲得）減去內(nèi)部自熱引起的下降即可。通過簡(jiǎn)單的算術(shù)可知，內(nèi)部最大芯片溫度為125℃。在此基礎(chǔ)上減去20.3℃，即可得出系統(tǒng)或最大系統(tǒng)環(huán)境溫度為104.7℃。大多數(shù)系統(tǒng)都可以在70℃~80℃的環(huán)境下工作，因此對(duì)于此處示例，設(shè)計(jì)人員就不用再擔(dān)心什么。一個(gè)問題是，某些情況下系統(tǒng)中可能需要電壓更高的電源，具體可能取決于產(chǎn)品所用于的應(yīng)用類型。如果超過40V或45V，則片內(nèi)功耗可增加至接近1W，不過只要遵循上述規(guī)則和指南并確保系統(tǒng)內(nèi)的環(huán)境溫度足夠低，那么器件仍可正常工作。

如上所述，我們能夠添加外部過流器件，使過多電流從外部到達(dá)器件，作用就好像傳輸晶體管，從而保證芯片上的功耗較低。當(dāng)然，此晶體管必須能夠承載適當(dāng)?shù)碾娏?，而不給系統(tǒng)帶來任何誤差。雖然這肯定是改善IC器件的一種方法，但仍要求所有功率都在模塊內(nèi)損耗。如果考慮到模塊尺寸越來越小，有時(shí)系統(tǒng)內(nèi)的通道數(shù)量可能受限，或者需要減小要驅(qū)動(dòng)的最大負(fù)載，以保持低功耗。

智能電源方案

ADI解決此問題的一個(gè)方式是實(shí)施智能電源方案，它可以檢測(cè)輸出負(fù)載，然后在編程電流變化或負(fù)載變化時(shí)根據(jù)需要?jiǎng)討B(tài)地更改輸出順從電壓。只需在片內(nèi)集成DC-DC升壓轉(zhuǎn)換器即可，它可以升高低壓電源的電壓，從而提供輸出端所需的任何順從電壓。采用5V標(biāo)稱電源運(yùn)行DC-DC轉(zhuǎn)換器時(shí)，輸出端的最低調(diào)節(jié)電壓約為7 V，而最高電源電壓可超過30 V，具體取決于需求。該示例從理論上解釋了新設(shè)計(jì)的工作原理并計(jì)算出使用動(dòng)態(tài)功率控制功能時(shí)的功率利用率，但是注意這是針對(duì)4通道輸出器件。這種情況下，需要再次考慮零負(fù)載條件，這是電流輸出的一種有效條件。器件的內(nèi)部電路會(huì)檢測(cè)輸出，而在發(fā)現(xiàn)無需驅(qū)動(dòng)負(fù)載時(shí)，器件會(huì)將內(nèi)部DC-DC輸出調(diào)節(jié)至約7V；這時(shí)，對(duì)于一個(gè)驅(qū)動(dòng)24mA輸出的通道，芯片功耗將降至最小，約0.168W。AD5755已經(jīng)在4通道器件上實(shí)施了這一集成電源管理方案。這款四通道器件具有完全可編程的電流和電壓輸出范圍且分辨率高達(dá)16位，同時(shí)每個(gè)通道都集成DC-DC以提供集成式動(dòng)態(tài)功率控制。因此，對(duì)于四個(gè)輸出端短路的通道，片內(nèi)最大功耗僅為0.672 W，與相同條件下的現(xiàn)有解決方案相比，能耗降低達(dá)4倍。通過使用動(dòng)態(tài)功率控制功能，我們不僅可以確保器件自我保護(hù)，而且可以將模塊內(nèi)的功耗降至較低，如圖4所示。

圖4 動(dòng)態(tài)功率控制

集成式片內(nèi)DC-DC的實(shí)現(xiàn)方式類似于標(biāo)準(zhǔn)升壓轉(zhuǎn)換器，如圖5所示，而升壓轉(zhuǎn)換器通常由兩個(gè)開關(guān)、一個(gè)輸入/輸出電容和一個(gè)能量電感組成。第一階段中，開關(guān)A閉合，而B斷開，使得電感電流根據(jù)電感內(nèi)的變化而呈線性增加，等于dV×dt/L。第二階段中，開關(guān)A斷開，而B閉合，因此電感連接至負(fù)載和輸出電容；在此關(guān)斷時(shí)間期間，電感電流從輸入端流向輸出端，而由于電感嘗試保持電流恒定，通過開關(guān)B連接至負(fù)載的電感端的電壓將升高。這類電感一般有兩種工作模式，即連續(xù)和斷續(xù)模式；當(dāng)升壓轉(zhuǎn)換器在連續(xù)模式下工作時(shí)，通過電感的電流不會(huì)降至零。但在某些情況下，負(fù)載所需的能量很少，無需整個(gè)占空比周期即可完成傳輸。這種情況下，通過電感的電流可能降至零。與上文所述原理的唯一差異是電感在占空比結(jié)束前完全放電，這稱為斷續(xù)模式。

圖5 升壓轉(zhuǎn)換器原理圖

AD5755上的升壓電感電路使用恒定頻率電流模式控制方案來升高5V效果的低壓輸入，從而驅(qū)動(dòng)輸出，而此DC-DC采用占空比小于90%的斷續(xù)導(dǎo)通模式工作。因此，圖中所示為異步轉(zhuǎn)換器；也就是說需要外部肖特基二極管來代替上述開關(guān)I。肖特基二極管用于將功率損耗降至最低。正向壓降較大的二極管會(huì)導(dǎo)致效率下降。AD5755本身包含約0.425?的內(nèi)部開關(guān)，用于開關(guān)DC-DC，并且開關(guān)電流接受監(jiān)控且峰值電流限于約0.8 A。開關(guān)轉(zhuǎn)換器還有一些其他功能，開關(guān)頻率可在器件上選擇，共有四種不同選項(xiàng)。每個(gè)通道的相位也可調(diào)整，使所有相位90度反相，因此通過支持不同的時(shí)鐘邊沿，DC-DC轉(zhuǎn)換器可以減少輸入端的峰值電源要求。在典型應(yīng)用中，建議采用約410kHz的開關(guān)頻率。負(fù)載較小時(shí)，DC-DC轉(zhuǎn)換器將進(jìn)入脈沖跳躍模式，以較大程度地降低開關(guān)功耗。